Niniejszy artykuł otwiera nowy cykl na naszym portalu. Będziemy w nim publikować wzięte z życia przykłady projektów, w których znalazły się rozmaite błędy bądź niedociągnięcia. Czasem będzie to niewielki, łatwy do poprawy błąd w layoucie PCB, w innych przypadkach źle dobrana architektura całego układu, która uniemożliwia jego poprawne działanie. Na pierwszy ogień bierzemy prosty tor sygnałowy wzmacniacza EKG.
Prezentowany poniżej schemat jest wycinkiem nieco bardziej rozbudowanego układu przeznaczonego do akwizycji i kondycjonowania biosygnałów – głównie EKG, ale także np. przebiegów pochodzenia mięśniowego (EMG). Aby ustalić uwagę na omawianych aspektach analogowych, w artykule pomijamy kwestie oczywiste (np. kondensatory odsprzęgające na zasilaniu układów scalonych), a także złożone zagadnienia typowe dla wzmacniaczy biomedycznych – w tym zabezpieczenia przed impulsami defibrylacyjnymi czy obwody redukcji zakłóceń współbieżnych (common mode noise, CM). Dzięki temu prezentowany opis będzie bardziej uniwersalny, przydatny także dla konstruktorów innych rodzajów układów stosowanych np. w urządzeniach pomiarowych.
Oryginalny układ (rysunek 1) składa się z trzech stopni. Pierwszy bazuje na scalonym wzmacniaczu pomiarowym (ang. instrumentation amplifier) U5 z serii INA118 o wzmocnieniu ustalonym za pomocą rezystora R11 na około 9,9 V/V. Sygnały wejściowe są filtrowane prostymi filtrami dolnoprzepustowymi RC pierwszego rzędu, zbudowanymi w oparciu o rezystory R19 i R20 oraz kondensatory C11 i C14 (do C12 i C13 jeszcze powrócimy w dalszej części artykułu).
Napięcie wyjściowe z U5 trafia poprzez filtr górnoprzepustowy C7/R17 na wejście wtórnika zbudowanego na bazie wzmacniacza operacyjnego U6A, a dalej – przez filtr dolnoprzepustowy R12/C8 – na drugi stopień wzmocnienia (U6B wraz z okolicznymi rezystorami), który tym razem ma wzmocnienie ustalone na wartość dokładnie 11 V/V.
Pierwszy błąd, który rzuca się w oczy na oryginalnym schemacie ideowym, to nieprawidłowo podłączony dzielnik napięcia R15/R18, którego zadaniem miało być ustalenie poziomu napięcia spoczynkowego układu równego 1/2 VCC. Mianem napięcia spoczynkowego nazywamy tu rzecz jasna napięcie stałe, które panuje w torze sygnałowym przy zerowej różnicy napięcia między wejściami wzmacniacza pomiarowego.
Sam sposób podłączenia dzielnika jest w tym przypadku oczywiście tylko „czeskim błędem”, gdyż Autorce chodziło o wpięcie wyjścia dzielnika na linię V_REF. Poprawiona (tak pod względem elektrycznym, jak i graficznym) wersja schematu została pokazana na rysunku 2.
Lepiej? Na pewno częściowo tak, gdyż teraz wyjście dzielnika R15/R18 faktycznie trafiło tam, gdzie powinno. Nadal jednak nie jest to układ poprawny. Dlaczego? Poszukajmy odpowiedzi na schemacie blokowym prezentującym budowę wewnętrzną wzmacniacza INA118.
Impedancja wejściowa widziana od strony wyprowadzenia 5 (Ref) układu INA118 ma wartość nominalną równą 80 kΩ, co wynika z szeregowego połączenia dwóch wewnętrznych rezystorów po 40 kΩ każdy. W obliczeniach nie uwzględniamy bowiem bardzo wysokiej impedancji wejścia nieodwracającego wzmacniacza A3, zaś impedancję wyjściową wzmacniacza A2 możemy przyjąć za pomijalnie małą. Wejście Ref możemy zatem zamodelować idealnym źródłem napięciowym o SEM = Uout(A2) połączonym z szeregową rezystancją równą 80 kΩ.
Jeżeli zatem podłączymy takie wejście do dzielnika o rezystancji zastępczej 5 kΩ, to okaże się, że… tracimy wszystko, co najcenniejszego ma do zaoferowania precyzyjny, a zarazem dość kosztowny układ wzmacniacza pomiarowego. Po pierwsze – i najważniejsze – wprowadzając do obwodu napięcia referencyjnego dodatkową rezystancję dzielnika, powodujemy niezrównoważenie układu wzmacniacza różnicowego A3. Stopień podziału dzielnika rezystancyjnego tworzonego przez dwa górne rezystory na rysunku 3 będzie bowiem nieco inny, niż stopień dzielnika dolnego. Dla dzielnika górnego (w odniesieniu do wyjścia wzmacniacza A1) mamy bowiem:
natomiast dla dzielnika dolnego (w odniesieniu do wyjścia A2) otrzymamy:
Ta różnica spowoduje delikatne przesunięcie poziomu napięcia odniesienia względem dokładnej wartości 1/2 VCC, ale nie to jest w tej sytuacji najgorsze. Takie „rozkalibrowanie” wzmacniacza pomiarowego spowoduje bowiem także drastyczny spadek CMRR, czyli współczynnika tłumienia sygnału współbieżnego (ang. Common Mode Rejection Ratio). Ten zaś jest krytycznie ważny w pomiarach różnicowych sygnałów o wysokim poziomie zakłóceń współbieżnych – a przecież dokładnie taka sytuacja występuje we wzmacniaczach biosygnałowych!
Zasilanie wejścia Ref wzmacniacza pomiarowego bezpośrednio z dzielnika rezystancyjnego wiąże się jeszcze z innymi problemami, ale nie będziemy się nimi w tym miejscu zajmować. Ważne jest, by usunąć główny problem, którym jest redukcja wartości CMRR. Klasycznym rozwiązaniem jest dodanie prostego wtórnika (bufora), który odpowiednio odfiltrowane napięcie odniesienia poda na pin Ref za pomocą wyjścia o niskiej impedancji. Wystarczy w tym celu zastosować dodatkowy wzmacniacz operacyjny, najlepiej niskoszumny. Przykład pokazano na rysunku 4 – przy okazji wprowadzono dodatkową, drobną poprawkę, przełączając „dolne” wyprowadzenie C8 z linii V_REF na masę układu. Rzecz jasna nie należy robić tego samego z R17 ani z R9, gdyż rezystory te są bezpośrednio odpowiedzialne za ustalenie poziomu spoczynkowego kolejnych stopni wzmacniacza; napięcie na ich „wolnych” pinach musi być zatem równe V_REF, aby uniknąć niepożądanych offsetów wynikających ze wzmacniania różnic składowych stałych sygnałów pomiędzy kolejnymi punktami toru sygnałowego.
Na koniec pozostawiliśmy jeszcze jedną zmianę, którą należy wprowadzić w projekcie, aby maksymalnie wykorzystać jego możliwości. Mowa o wejściowym filtrze zakłóceń radiowych (RFI). Założeniem Autorki projektu było zapewnienie tłumienia obu składowych zakłóceń: zarówno składowej współbieżnej, jak i różnicowej. Zapewne w wyniku zasugerowania się wymogiem zapewnienia symetrii układowej wejść wzmacniacza różnicowego, Autorka włączyła dwa kondensatory C12 i C13 równolegle do (odpowiednio) C11 i C14. Obliczenia zostały wykonane poprawnie, ale tylko przy uwzględnieniu pojemności C11 i C14, podczas gdy w oryginalnym układzie sumują się one odpowiednio z C12 i C13.
W rzeczywistości pomiędzy wejścia wzmacniacza U5 powinien być włączony tylko jeden kondensator o wyższej pojemności – tak, jak zrobiliśmy to na rysunku 5. Wtedy elementy R19+C11 i R20+C14 odpowiadają za tłumienie zakłóceń współbieżnych, zaś w połączeniu z (dominującą) pojemnością C12 pozwalają także na efektywne usuwanie zakłóceń różnicowych.
W realnym układzie trzeba byłoby jeszcze wprowadzić szereg dodatkowych usprawnień, związanych głównie ze wspomnianymi na początku artykułu aspektami stricte biomedycznymi, w tym przede wszystkim:
- zabezpieczeniami przed defibrylacją,
- ograniczeniem spadku energii defibrylacji,
- ochroną pacjenta przed nadmiernymi prądami upływu w różnych trybach pracy,
- wymogami dotyczącymi wierności odtwarzania sygnału EKG,
- zabezpieczeniami ESD wg normy 60601-1-2,
- dalszą redukcją poziomu zakłóceń CM i szumów własnych układu w celu uzyskania możliwie najwyższej jakości diagnostycznej.
Podsumowanie
W artykule opisaliśmy bardzo obrazowy przykład prostego toru analogowego, który w realnej aplikacji – już po zastosowaniu wskazanych poprawek oraz wprowadzeniu dodatkowych ulepszeń – współpracowałby najpewniej z przetwornikiem ADC i odpowiednio zaprojektowanym zasilaniem. Warto byłoby także pomyśleć o zmianie wzmacniacza INA118 na nowszy układ, np. zalecany przez producenta model INA818 albo inny kompatybilny wzmacniacz o niższym napięciu zasilania, lepiej nadający się do pracy w układzie pojedynczym, niskim napięciem, np. 3,3 V.
